Episode II
Comme promis, le schéma, du moins le premier jet !
Il n'y a encore aucune valeur, le choix des tubes drivers et déphaseur restant à faire.
Je vais en profiter pour tenter d'apporter quelques détails.
En partant cette fois de l'entrée, après le pot (R3), le signal atteind la grille d'une des deux penthodes déphaseuses (V2).
Inversé et amplifié, il sort sur C2 pour alimenter une branche du push pull.
Par ailleurs, il sort aussi par la cathode, qui n'est pas découplée, et attaque ainsi l'autre penthode (V1). Le signal non inversé (parce que rentrant par la cathode) sort donc sur C1 et alimente l'autre branche du push pull.
La grille de V1 reçoit aussi la tension de contre réaction globale prélevée sur le secondaire du transfo de sortie.
Les écrans sont simplement portés à quelques +60v continus afin que leur courant reste faible.
Les résitances de charges d'anodes (R4 et R6) ne retournent pas directement à la haute tension comme habituellement, mais reçoivent (par R7, R5 et R15) une fraction de la tension de sortie prelevée cette fois sur les anodes des 6L6.
Ceci forme une deuxième boucle de contre réaction symetrique.
La résistance de cathode (R11) devrait avoir une valeur infinie pour un équilibre parfait, ce qui est bien sûr impossible.
Elle sera surement remplacée trés prochainement par un régulateur de courant.
Un régulateur de courant (aussi nommé "source de courant" ou "générateur de courant) est un circuit qui laisse passer un courant constant quelle que soit la tension appliquée à ses bornes.
Si on remplace R11 par un tel dispositif, la somme des courants dans V1 et V2 ne peut qu'être constante.
Et lorsque le courant dans V2 augmente sous l'effet du signal appliqué à sa grille, le courant dans V1 diminue d'autant.
Autrement dit les variations de courant cathodiques des deux tubes sont égales et opposées.
En négligeant les courants d'écrans, les courants d'anodes sont donc aussi égaux et opposés et si les résistances de charge (R4 et R6) sont égales, les tensions de sorties sont forcément égales et opposées. CQFD.
Le courant d'anode sera choisi pour rester grand devant le courant d'écran, disons 2 à 5mA.
Donc, revenons à C1 et C2 qui appliquent les signaux en opposition sur les grilles de V3 et V4.
Ces deux triodes ne sont que des "suiveurs cathodiques" auto polarisés, les résistances de grille (R10 et R13) revenant à une prise sur les résistances de cathode, respectivement R8 + R9 pour V3 et R14 + R12 pour V4.
Comme les grilles des tubes de sortie sont directement raccordées aux cathodes, la tension de polarisation du final sera réglée par les valeurs de R8 et R14.
Cet étage présente une impédance d'entrée extrèmement elevée, plus grande même que les résistances de fuite grille (R10 et R13) parce que celles ci retournent aux cathodes respectives où la tension alternative est presque égale à celle des grilles (effet "bootstrap"). La charge appliquée au déphaseur est donc pratiquement nulle et les deux condensateurs de liaison auront une valeur faible.
Son impédance de sortie sera d'autant plus basse que le coefficient d'amplification de V3 et V4 sera grand, le courant dans ces tubes devra être grand devant les pointes de courant grille des 6L6.
Il ne devrait pas dépasser 5mA pour +10V grille ce qui correspond déjà à une surchage considérable.
Un courant de cathode du driver de 10mA devrait convenir.
Et voilà, ne restent plus que les deux 6L6 très classiquement chargées par le transfo de sortie, et on a fait le tour du propriétaire.
Oui,mais quels tubes choisir ?
La tentation est grande d'employer deux triode/penthode genre ECF80 ou ECF82.
L'ECF82 à mauvaise presse en BF, et la comparaison des caractéristiques prèche nettement en faveur de l'ECF80.
Comme j'en ai aussi dans les tiroirs, elle gagne !
Un nouveau schéma avec les valeurs adaptées à ces tube est à venir.
En attendant, voyons ce que pourrait être le transfo de sortie.
J'aurais vraiment l'air d'un Jésuite si je n'utilisait pas mes propres outils !
Voila donc une option:
L'impédance primaire est de 6K et le secondaire 6 Ohms parce que c'est plus proche de la vérité pour la majorité des enceintes actuelles, surtout dans le bas médium.
Il est établi avec des tôles M6X pour une induction infèrieure à 1,4 Tesla à la puissance maximum espéré (30W) et à 25 Hz.
En d'autre termes, il ne devrait pas saturer à ce niveau.
L'induction est fonction à la fois du carré de la puissance et de l'inverse de la fréquence.
Si on divise la puissance par deux, l'induction diminue de racine de deux (1,414) donc devient 1 Tesla. Elle remonte à 1,4 en divisant la fréquence par 1,414, etc ...
Donc à 15W, le transfo "passe" 17 Hz et 10Hz à 5 Watts ce qui devrait suffire à mon bonheur.
Le noyau est constitué d'un empilage de 46mm de tôles EI96 (presque 2Kg, rien que de tôles).
Ces valeurs sont la conséquence du nombre de tours choisis. L'augmenter permettrait de travailler à plus faible induction au prix d'une dégradation aux fréquences élevées.
Le primaire est fractionné en quatre sections inégales, la première et la dernière ayant moitié moins de tours (donc moitié de couches, et moitié moins d'épaisseur) que les deux intermédiaires.
Elles sont raccordées en serie, la première avec la troisième pour une anode et la deuxième avec la quatrième pour l'autre, ceci afin de conserver un bon couplage entre les deux demi primaires et d'équilibrer les résistances (les enroulements prés du noyau ayant une résistance plus faible, le diametre moyen etant plus petit).
Il y a trois sections secondaires imbriqués entre les sections primaires et câblées en paralelle.
Le principe du fractionnement est de rapprocher les enroulements les un des autres en constituant l'équivalent de plusieurs petits transfos. Plus la distance entre les diverses parties des enroulements est petite, meilleur est le couplage.
Ici, on a l'équivalent de 6 transformateurs élémentaires (un par "point de contact" entre primaire et secondaire), et comme les sections externes n'ont rien avec quoi "s'accoupler", leur épaisseur doit être réduite de moitié de sorte que nos 6 transfos soient identiques.
Si les sections externes avaient été aussi épaisses que les autres, on aurait en quelque sorte "perdu" deux "pseudos transfos".
L'autre avantage de ce principe est que pour un même couplage (même inductance de fuite), le nombre de "points de contacts" est presque divisé par deux et en conséquence les capacité parasites aussi. C'est une solution "gagnant-gagnant" que j'ai personellement vérifé.
Du strict point de vue du couplage, l'épaisseur de l'isolant aux "points de contact" primaire et secondaire devraient être aussi petite que possible. Mais, vu du primaire, le secondaire, ne représentant que peu de tension, peut être assimilé à une masse et les capacités parasites deviendraient très vite importantes (également proportionelles aux surfaces en regard, plusieurs nanofarads pour un transfo de cette taille).
On est donc conduit à augmenter cette épaisseur au détriment de la qualité du couplage.
L'isolant doit aussi présenter un coefficient diélectrique faible afin de réduire encore la valeur de ces capacités.
Ce sera du Teflon de 0,5 mm.
Il existe aussi, pour chaque section, une capacité répartie qui se manifeste entre les couches.
Elle diminue aussi en ajoutant de l'isolant entre chaque couche alors que le risque de claquage électrique ne le justifie pas.
J'ai prévu 0,1mm entre chaque couche parce qu'il y a suffisamment de place.
Il faut aussi remarquer que, les fils etant de section circulaire, les surfaces en regard et la distances qui les séparent (et dont dépendent la capacité) ne sont pas évidentes à prévoir.
Ces diverses capacités associées à la self induction d'enroulements plus ou moins bien couplés entre eux provoquent innévitablement des resonnances à certaines fréquences, assorties de rotations de phases néfastes au bon fonctionnement des circuits de contre réaction.
Le but du jeu est de les repousser aussi loin que possible au delà du spectre audio.
Dans la pratique ceci se termine par des estimations et des décisions basées sur des constatations empiriques et un certain nombre de prototypes poubellisés.
On apelle ça "l'expérience" !
Une partie de cet empirisme à été intégré au logiciel de calcul, j'espère donc, prudemment, avec les valeurs choisies obtenir une réponse plate au moins jusqu'à 50 Khz (la moitié de la fréquence de résonnance la plus basse estimée).
A suivre: Le schéma valorisé pour des ECF80.
Yves.
Parfaitement d'accord.
